利用ADS設計低噪聲放大器

 

摘要: 介紹了一種利用ADS仿真器設計低噪聲放大器的方法。先總體闡述了低噪聲放大器的主要技術和性能指標,然后在采用NEC的2SC5507 (NE661M04)管的基礎上,依據低噪聲放大器的各項指標來同步進行電路的設計、優化和ADS仿真,最后使得低噪聲放大器的設計結果達到設計初期的期望值,并成功地完成了低噪聲放大器的電路設計。

 

低噪聲放大器性能指標及設計步驟

低噪聲放大器的性能指標

頻率范圍: 2. 0 ～2. 25 GHz;信號源阻抗: 50Ω;增益> 10 dB;噪聲系數< 2 dB;穩定性: Unconditional。

設計步驟

放大器級數(選擇一級) ;晶體管選擇;電路拓撲結構;電路初步設計;用Advance Design System 2005A (ADS)軟件進行設計、優化、仿真模擬。

低噪聲放大器的主要技術指標

LNA的噪聲系數和噪聲溫度

放大器的噪聲系數N_F 可定義如公式1:

式中, N_F 為微波部件的噪聲系數; S_in、N _in分別為輸入端的信號功率和噪聲功率; S_out、N_out分別為輸出端的信號功率和噪聲功率。通常,噪聲系數用分貝數表示。此時放大器自身產生的噪聲常用等效噪聲溫度T_e來表達。

噪聲溫度T_e與噪聲系數N_F 的關系如公式(2) :

式中, T₀ 為環境溫度,通常取為293 K。

LNA的功率增益、相關增益與增益平坦度

功率增益通常是指信源和負載都是50Ω 標準阻抗情況下實測的增益。實際測量時,常用插入法,即用功率計先測信源給出的功率P₁ ; 再把放大器接到信源上, 用同一功率計測放大器輸出功率P₂。功率增益(G)等于P₂除以P₁。噪聲最佳匹配情況下的增益稱為相關增益。噪聲最佳匹配點并非最大增益點,通常,相關增益比最大增益大概低2～4 dB。功率增益的大小還會影響整機噪聲系數。公式3給出簡化的多級放大器噪聲系數表達式。

式中,N_f 為放大器整機噪聲系數; N_f1、N_f2、N_f3分別為第1、2、3級的噪聲系數; G₁、G₂分別為第1、2級功率增益。

當增益G₁和G₂足夠大的時候,整機的噪聲系數接近第一級的噪聲系數。因此多級放大器第一級噪聲系數大小起決定作用。增益平坦度是指工作頻帶內功率增益的起伏, 常用最高增益與最小增益之差,即ΔG表示。

工作頻帶

工作頻帶不但是指功率增益滿足平坦度要求的頻帶范圍,而且還要在全頻帶內使噪聲滿足要求,并給出各頻點的噪聲系數。

動態范圍

動態范圍是指低噪聲放大器輸入信號允許的最小功率和最大功率的范圍。動態范圍的上限受非線性指標限制。動態范圍的下限取決于噪聲性能。當放大器的噪聲系數N_f給定時,輸入信號功率允許最小值計算如公式(4) :

式中,Δf_m 為微波系統的通頻帶;M 為微波系統允許的信號噪聲比, 或信號識別系數; T₀ 為環境溫度293 K。

端口駐波比

低噪聲放大器的輸入匹配電路是按照噪聲最佳來設計的,其結果會偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態。此外,由于微波場效應晶體管或雙極性晶體管,其增益特性大體上都是按每倍頻程以6dB規律隨頻率升高而下降。為了獲得工作頻帶內平坦增益特性,在輸入匹配電路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下,只能采用低頻段失配的方法來壓低增益,以保持帶內增益平坦。因此,端口駐波比必然是隨著頻率降低而升高。

穩定性

當放大器的輸入和輸出端的反射系數的模都小于1 (即| Г₁ | < 1, | Г₂ | < 1)時,不論源阻抗和負載阻抗如何,網絡都是穩定的,稱為絕對穩定;反之,則稱為相對穩定。對條件穩定的放大器,其負載阻抗和源阻抗不能任意選擇,而是有一定的范圍,否則放大器不能穩定工作 。定義如公式(5) 、(6) 、(7) :

放大器在Г_S 輸入平面上絕對穩定的充分必要條件定義為公式(8) :

放大器在ГL 輸入平面上絕對穩定的充分必要條件定義為公式(9) :

晶體管選擇

采用了NEC的2SC5507 (NE661M04) ,它具有頻率高、噪聲低和低溫性能好等優點。2SC5507 的Datasheet提供了寬頻段的S 參數,ADS設置中也選用S 參數模型,因此用S 參數模型比較精確。選好器件以后可以先利用S參數來判斷它的穩定性。由VDS = 2 V, ID = 5 mA, f = 2.0 GHz時的S 參數可得直流不是絕對穩定,需要進行穩定性設計。

ADS仿真

基本原理

為了使晶體管工作在放大區,需確定靜態直流工作點。由2SC5507 的Datasheet可以得到:VDS = 2 V, ID = 5 mA。基本仿真原理圖的各個元件放置如圖1所示。

K₁ : K = stab_fact ( S) , stab_fact ( S)函數返回Rolette穩定因子。K > 1時電路絕對穩定,此時穩定量B₁ > 1。

M₁ :M_u = M_u ( S ) ,M_u ( S )函數返回負載的幾何導出因子。M_u > 1時電路絕對穩定。B₁ : B₁ =stab_meas ( S) , stab _meas ( S) 函數返回穩定量。由仿真結果可見2. 0 GHz以上頻率的Mu 沒有滿足都大于1,在未增加輸出穩定性電路前,晶體管輸出是不穩定的,因此需要對其進行穩定性設計,增加輸出穩定性電路。

增加輸出穩定性電路

在原圖的基礎上并聯一個RC串聯電路,也可以添加LC或RL電路,具體可以和輸出匹配電路同時考慮來設計。這里R₁ = 50 Ω, C₁ = 2. 0pF。電路圖如圖2所示。

增加輸出穩定性電路后仿真結果為,當晶體管頻率在2 GHz～3 GHz之間M_u > 1,由此可知系統是絕對穩定的。

最佳噪聲匹配

對于LNA,如果輸入口有一定的失配,反而可以調整器件內部各種噪聲之間的相位關系,從而降低噪聲系數。為了獲得最小的噪聲系數, Г_S有個最佳值Г_opt ,此時LNA達到最小噪聲系數,即達到最佳噪聲匹配狀態。其中Г_opt是最佳信源反射系數(微波晶體管等效噪聲參數) 。當匹配狀態偏離最佳時,LNA的噪聲系數將增大。Г_opt可以從器件的Datasheet文件中獲得。S_OPT為最小噪聲的最優匹配系數。利用這個最優系數可以進行輸入匹配電路的設計。噪聲系數仿真電路如圖3所示。

由匹配結果得S_OPT = 0. 32 /29. 4 (幅度和角度) 。

根據噪聲最小設計輸入匹配電路

輸入匹配電路設計如圖4所示。

輸入反射系數S [1, 1 ]設置為S_OPT的共軛,用來進行50Ω匹配。最佳輸入匹配系數由前面得到C₁ = 1. 73 pF, L₁ = 5. 79 nH。匹配結果如圖5所示。由圖5可得: S (1, 1) = 0. 097E - 4 /4. 374。

至此,按照噪聲系數最小原則設計的輸入阻抗匹配完成了。

根據功率增益最大設計輸出匹配電路

根據最大功率增益原則設計輸出匹配電路,就是將輸出端進行50Ω 匹配。考慮到輸出穩定性電路的存在對輸出阻抗的影響,輸出匹配電路的形式有點不同。與輸入阻抗匹配方法一樣設計輸出匹配電路。電路圖如圖6所示。

優化得L₂ = 3. 651 nH, L₄ = 4. 028 nH。匹配結果如圖7所示。由圖可得: S (1, 1) =2. 412E - 4 / - 38. 789。

至此,輸入輸出匹配電路完成。仿真結果如圖8、圖9所示。由此可得增益:16. 917 dB;噪聲系數: 1. 649 dB。

結論

由最后的仿真結果看到增益: 16. 917 dB;噪聲系數: 1. 649。其結果均符合設計初的性能指標,但工作頻段較小,這也正常。這是因為在寬頻帶情況下難于獲得極低噪音,所以低噪聲放大器的工作頻帶一般不大寬,較多為2 GHz左右。